Ac dc 컨버터 에서 나는 trans 노이즈 제거 방법

미소신호를 다루는 OP 앰프와 A-D 컨버터에도 사용할 수 있다
6 아날로그 회로용 저노이즈 DC-DC 컨버터

제2장, 제4장, 제5장, 제7장, 제8장에서 소개하고 있는 스위칭식 전원은 큰 노이즈가 발생하기 쉬우므로 미소한 레벨의 성능이 요구되는 아날로그 회로에는 적합하지 않다고 생각되어 왔다. 실제로 범용 DC-DC 컨버터에서 에너지를 공급받고 있는 OP 앰프의 출력을 오실로스코프로 측정하면 스위칭이 원인인 임펄스 노이즈가 관측되는 경우가 있다.
그러나 여기서 소개하는 전원처럼 아날로그 회로에서도 충분히 사용할 수 있는 DC-DC 컨버터는 제작 가능하다. 내가 직접 설계하는 미소신호용 프리앰프 회로나 잔류 스펙트럼 특성이 엄격하지 않은 무선회로에도, 전용 설계한 DC-DC 컨버터를 적극적으로 사용하고 있다.
여기서는 상정 시스템(제1장 그림 9)의 아날로그 회로용 ±15V와 ±5V의 전원으로, 트랜스를 사용한 플라이백형 정부(+, -) 전원을 만든다.
트랜스를 사용하는 이유는 정부전원을 간단히 만들 수 있기 때문이다. 또 회로를 연구함으로써 절연형으로도 발전시킬 수 있다. 트랜스라고 하면 전원 트랜스의 원리를 연상하게 되고 그것은 자기공학의 수식을 구사하는 어려운 이미지를 갖고 있지만, 이 플라이백형의 원리는 승압형(제5장)과 별로 다르지 않으므로 간단히 설계할 수 있다.

플라이백형을 사용한다

1. 플라이백형 DC-DC 컨버터의 기초지식
(1) 트랜스의 1차 측, 2차 측 코일의 권선 방향이 반대이다
그림 1은 전형적인 플라이백형 회로이다. 트랜스에 나타난 동그라미 표시는 코일이 감기기 시작하는 방향을 나타내고 있다. 이렇게 플라이백형 DC-DC 컨버터용 트랜스의 1차 측과 2차 측 권선은 서로 반대의 관계로 되어 있다. 참고로 사용주파수의 전원 트랜스는 1차 측과 2차 측이 같은 방향이다.

▲ 그림 1. 전형적인 플라이백형 전원의 기본회로

(2) 스위칭 동작과 에너지 이동 모습
1) SW ON 기간…1차 측 코일에 에너지가 축적된다
그림 1(a)에서 ton 일 때 SW가 닫히면 트랜스의 1차 측에는,

여기서, L1 : 1차 코일의 인덕턴스, Vin : 입력전압, ton : SW의 ON 시간의 전류가 흐른다. 이 때 1차 코일과 2차 코일에는 기전력 V1과 V2가 발생한다. V1은 입력전압과 같아지고 V2는 1차 권선 N1과 2차 권선 N2의 권선수비에 의해,

의 크기로 된다. 이 때 2차 전류는 흐르지 않는다. 왜냐하면 다이오드 D가 흐름을 저지하기 때문이다.
즉, ton 기간은 2차 측으로의 전력 전달이 없어 2차 측 코일이 없는 상태라 생각할 수 있다. 이것은 제5장에서 설명한 승압형의 원리와 같으며 1차 코일을 통하여 코어에 전자 에너지가 축적된다.

2) SW OFF 기간…축척된 1차 측 코일 속의 에너지가 2차 측으로 이동
다음에 SW가 열리면 그림 1(b)와 같이 V1과 V2의 기전력 방향이 역방향으로 된다.
그러면 2차 측으로 전류가 유출되어 ton 기간동안 코어에 축적된 전자 에너지가 방출된다. 다이오드의 전압강하를 무시한다면,

의 전류가 흐른다.
코일에는 지금까지 그 자체에 흐르던 전류를 유지하려는 기본적인 성질이 있다.
그러나 1차 코일은 SW가 열려있으므로 흐를 수 없다. 그래서 배출구를 찾아 2차 코일에서 유출된 것이다.
원래 전자 에너지는 1차 코일과 2차 코일이 감겨 있는 하나의 코어에 축적되어 있으므로 1차 또는 2차 중 어느 쪽 코일을 사용하여 에너지를 들고나게 해도 마찬가지이다.

(3) 전원과 트랜스의 차이
1) 전원 트랜스의 코어 내 자속은 적다
전원 트랜스인 경우, 1차 측에서 들어온 전력은 바로 2차 측에 전달된다. 그 때의 자속은 그림 2와 같다.
2차 전류에서 발생하는 자속 Φ2 는 1차 전류에 의한 자속 Φ1 과 똑같이 없어진다. 즉, 코어에는 부하전류에 의한 자속이 존재하지 않는다. 유일하게 존재하는 것은 1차 전압에 의해 1차 코일에 발생한, 여자에 의한 자속 Φ뿐이다.
이것은 무부하일 때에도 존재한다. 이 원리는 포워드형인 경우에도 마찬가지이다.

▲ 그림 2. 상용 전원 트랜스의 코어 내에 존재하는 자속은 여자전류에 의한 것뿐이다 (2차 전류에 발생한 자속 Φ2가 1차 전류에 의한 자속 Φ1과 거의 같이 없어진다)

2) 플라이백형 트랜스의 코어 내에는 자속이 많아 코어 손실이 크다
플라이백형인 경우, 그림 3과 같이 1차 측 자속 Φ1 과 2차 측 자속 Φ2 가 없어지지 않으므로 코어 내의 자속이 많아 트랜스의 사이즈가 커지는 경향이 있다. 그러나 ‘설계가 용이하다’, ‘부품수가 최소한으로 필요하다’ 등의 이유로 소형 전원에 가장 많이 사용되고 있다.

▲ 그림 3. 플라이백 전원에 사용하는 트랜스의 코어 내 자속은 많다 (1차 측 자속과 2차 측 자속이 없어지지 않으므로 자속변화에 따른 코어 손실이 크다)

(4) 설계의 기본
좀 더 실제에 가까운 플라이백형 DC-DC 컨버터의 회로를 그림 4에 나타낸다. 스위칭 소자는 바이폴러 트랜지스터나 파워 MOSFET이 사용된다.

▲ 그림 4. 부귀환을 실시한 실제 플라이백형 전원의 회로와 각 부 파형

플라이백형에도 연속형과 비연속형이 있지만 그림 4는 설계가 용이한 비연속형 파형이다.
 1) 온 듀티 50%일 때 출력전력이 최대로 되도록 한다.
 ton에서 에너지를 모으고 toff에서 그 에너지를 방출하므로 ON 기간과 OFF 기간이 반반인 온 듀티 50%일 때 최대 전력이 얻어지도록 설계한다. C1과 C2에는 1차 코일과 2차 코일에서 발생하는 리플 전류가 흐른다.

 2) 피드백 회로를 추가하여 2차 측 전압을 안정시킨다.
 일단 코어에 에너지가 축적된 후 방출되므로 출력전압을 안정시키려면 트랜스가 출력하는 전력과 부하가 필요로 하는 전력에 균형이 잡혀야 한다.
부하가 필요로 하는 전력은 통상적으로 변화되기 때문에 그림 4와 같이 스위칭 트랜지스터의 온 듀티를 조절하는 피드백 제어가 필요하다.

12~16비트 A-D 변환회로에도 사용할 수 있는 저노이즈 DC-DC 컨버터
압력전압 : 12V
출력전압/전류 : ±15V/0.15A
효율 : 80%

여기서는 OP 앰프나 A-D 컨버터 등을 사용한 아날로그용으로서 입력 12V, 출력 ±15V/0.1A의 플라이백형 DC-DC 컨버터를 설계한다.

NJM2369M을 사용한다

1. 기본사양
신일본무선사의 제어 IC NJM2369M(사진 1)을 사용한다. 그림 5는 내부 블록도이다.

▲ 사진 1. 범용 스위칭 전원 IC NJM2369M (신일본무선)

▲ 그림 5. 범용 스위칭 전원 IC NJM2339MJ/2379M의 내부 회로

발진기, 에러 앰프, PWM 콤퍼레이터, 출력부, 보호회로 등이 있다. 절대 최대 전압은 36V이고 데이터시트에서는 3.6~32V 사이에서 사용할 것을 권장하고 있다.
스위칭 주파수는 외부에 저항과 콘덴서를 설치하여 5k~350kHz 사이에서 설정할 수 있다. 최대 온 듀티는 85%이다.

2. 코어의 포화를 방지하는 최대 온 듀티 제한기능을 갖고 있다
플라이백형은 다음과 같은 문제가 있다는 것을 이해해두기 바란다. 원리 부분에서 기술한 바와 같이, 에너지를 일단 코어에 축적한 다음 2차 코일에서 방출하는 동작을 반복한다.

통상적으로 스위칭 소자의 온 듀티는 피드백 제어에 따라 적절히 제어되고 있다. 온 듀티를 100%까지 출력할 수 있는 IC를 사용한다. 그리고 어떤 문제가 발생하여 온 듀티가 커지면 toff 시간이 짧아져 2차 코일에서의 에너지 방출이 충분히 실행되지 않는다. 그렇게 되면 코어에 에너지가 계속 축적되어 이윽고 트랜스는 자기포화되고 스위칭 소자에 큰 전류가 흘러 파괴돼버린다.
다행히 NJM2369M인 경우에는 그림 6과 같이 CS 단자의 전압을 저항으로 바꿈으로써 최대 온 듀티를 제한할 수 있다.

▲ 그림 6. NJM2369M의 최대 온 듀티는 CS 단자의 전압으로 결정된다(트랜스의 코어가 포화되지 않도록 최대 온 듀티를 제한한다)

3. 출력을 ON/OFF하는 방법
NJM2369M에는 EN단자가 없기 때문에 출력을 ON/OFF할 수 없다. 그림 7과 같이 트랜지스터를 부가하여 FB 단자의 전위를 0V로 하면 PWM 신호의 온 듀티가 0%로 되어 출력을 OFF 할 수 있다.

▲ 그림 7. 출력의 ON/OFF 기능을 추가하는 방법 (JNM2369M에는 EN단자가 없으므로 온 듀티를 0%로 하여 OFF 시킨다)

PWM 신호의 온 듀티는 FB 단자의 전압이 0.55V 이하일 때 0%, 0.8V일 때 50%로 된다. 이와 같이, 온 듀티 전압차가 0.32V로 작고 감도가 높으므로 이 부근의 배선은 가설하지 않는다는 점이 중요하다. 노이즈의 영향을 받으면 온 듀티가 변화돼 버린다.

4. 게이트 구동용 출력전압은 전원전압에 맞추어 증감한다
OUT 단자는 파워 MOSFET을 접속한다. 이 단자의 출력전압은 전원전압에 의존한다.
예를 들어 전원전압이 32V인 경우, 거의 30V에 가까운 전압이 나오므로 파워 MOSFET의 게이트 전압의 정격을 초과할 우려가 있다.

5. 보호회로
보호회로로서 저전압 보호회로와 단락 보호회로를 내장하고 있다. 저전압 보호회로는 IC의 전원전압이 2.7V 이하로 되면 동작한다.
단락하면 DC-DC 컨버터의 출력전압이 0V로 되고 에러 앰프의 PWM 콤퍼레이터에 연결되는 FB 단자전압이 최대 온 듀티 이상의 전압으로 된다.
데이터시트에 의하면 FB, 단자가 1.5V로 되면 보호회로가 동작하여 온 듀티를 0%로 한다.
이 방법은 출력전류를 측정하여 보호하는 것이 아니므로 외장파워 MOSFET은 순간적인 과전류에 견딜 수 있는 것을 선택해야 한다.

6. 설계한 회로
그림 8은 설계한 회로이다. 전원회로는 2개이며 ±15V 타입 이외에 ±5V 출력 타입도 함께 나타냈다.

▲ 그림 8. 설계한 아날로그 회로용 저노이즈 DC-DC 컨버터 (CH1 : 입력전압 ±12V, 출력전압/전류 ±15V/0.15A, CH2 : 입력전압 ±12V, 출력전압/전류 ±5V/0.3A)

(1) 2개의 제어 IC를 같은 클록으로 동작시키고 있다
NJM2369M에서 스위칭 주기의 클록을 ±5V 회로의 NJM2379M으로 송출, 2개의 IC를 동기 운전한다. 효율은 80% 미만이므로 여유를 두고 출력전류를 0.15A가 아닌, 0.2A로 설계한다.
스위칭 주파수는 100kHz로 한다. 정부출력이므로 트랜스의 2차 측 코일은 2개이다. L301~L404와 C301~C404는 DC-DC 컨버터의 스파이크 노이즈를 제거하는 리플 필터이다.

7.트랜스 설계
(1) 1차 코일의 인덕턴스
최대 출력을 출력하고 있을 때 온 듀티가 50%로 되도록 한다.
우선 여유를 둔 출력 PM[W]은,
PM = 30V X 0.2A = 6W ……………………………………(4)
로 된다. 다음에 1차 코일의 인덕턴스를 다음과 같은 식으로 계산한다.

여기에 식 (4)의 결과를 대입하여 1차 코일의 인덕턴스를 구하면,

가 된다.

(2) 코어 선택
트랜스의 코어로서 그림 9에 나타난 TDK의 FEI19를 선택했다. 코어의 재질은 페라이트의 PC40이다. 플라이백인 경우, 그림 10과 같이 트랜스의 코어에 갭을 삽입하여 사용하기 때문에 페라이트의 재질은 별로 관계가 없다. 이러한 점은 그 갭의 자기 저항 쪽이 재질의 영향보다 훨씬 크기 때문이다.

▲ 그림 9. 그림 8에서 사용한 트랜스용 코어 (FEI19, TDK)

▲ 그림 10. 트랜스의 코어에 갭을 삽입하여 자기저항을 올린다

(3) 1차 코일의 권취 수
센터 갭을 0.2mm로 하면 그림 11에서 AL값은 180nH/N2이라 판독된다. 실제 트랜스 제작에서는 0.1mm의 절연재를 EI 코어에 끼우고 0.2mm의 갭을 실현한다.

▲ 그림 11. 코어 FDI19의 갭 길이-AL값 특성

AL값이란, 1턴 당의 인덕턴스값이다. 이 AL값에서 1차 권선 수 구하면,

이 된다. 인덕턴스값은 권취 수의 제곱으로 변화되므로 보정한 인덕턴스값 L1a[H]를 구하면,

로 되었다.

(4) 포화에 대한 여유도를 조사한다
1차 코일에 흐르는 최대 전류를 구하면,

로 된다.
직류전류값을 올려 이윽고 코어는 포화되고 AL값은 내려간다. 그림 12는 그것을 나타낸 것이다. 180nH/N2일 때 코어 FEI19의 AL값이 20% 다운되는 값은 60AT으로 판독된다. 이번에 구한 최대 전류값(1.97A)과 권취 수(BT)에서,
   60AT>25.6AT=1.97AX13T ………………………………(10)
으로 되며 상당히 여유가 있다는 것을 알 수 있다.

▲ 그림 12. 코어 FEI19의 AL값-NI 리밋값 특성

(5) 2차 코일의 권취 수
2차 권선은 입력전압과 출력전압의 비에서 구한다. 그러나 전류 다이오드의 전압강하도 있으므로 그것을 1V로 하면,

으로 된다.
최종적으로 트랜스 보빈의 단자배열까지 포함하면 그림 13과 같이 된다.

▲ 그림 13. 설계한 트랜스의 권취 수와 단자배열

8. 파워 MOSFET의 결정 방법
스위칭 소자로서 파워 MOSFET을 사용한다. ON 저항이 아주 작은 것을 선택한다. 파워 MOSFET에는 최대로 식 (9)에서 구한 전류 1.97A가 흐른다.
파워 MOSFET이 OFF일 경우, 그림 1(b)에서도 알 수 있듯이 입력전압과 1차 측 코일에서 발생하는 전압의 합이 인가된다. 이 전압은 대략 그 입력의 2배(24V)로 된다.
이 점을 고려하여 인터내셔널 렉티파이어사의 IRLL024N(VDSS=55V, ID=3.1A, RDS(on)=65mΩ)을 사용한다.

9. 스너버 회로
그림 8에 나타난 파워 MOSFET의 드레인-소스 사이에 부가되어 있는 C108과 R107은 스너버 회로이다. 이것은 파워 MOSFET이 OFF된 직후에 트랜스의 1차 코일에서 발생하는 고전압서지를 억제하기 위한 것이다.
서지는 1차 코일과 2차 코일의 결합이 나쁘다는 데 기인한 1차 코일의 누설 인덕턴스에 의한 것이다. 갭이 클수록, 또 전류가 클수록 레벨도 커지게 된다. 갭은 가급적 0.3mm 이하로 하고 싶다.

10. 정류 다이오드
정류 다이오드는 초고속 퍼스트 리커버리 다이오드를 사용한다. 여기서는 일본 인터사의 11DF2를 사용했다.

11. 출력 콘덴서
출력 콘덴서는 일본 케미콘사의 PS 시리즈에서 150㎌/20V를 선택했다.
콘덴서에 흐르는 리플 전류 IC2 [ARMS]는 정격 출력전류의 0.05A와 온 듀티 50%에서,

가 흐른다. 150㎌/20V의 ESR은 20mΩ, 허용 리플 전류는 4,320㎃RMS이므로 문제는 없을 것이다.

12. 입력 콘덴서
입력 측 리플 IC2 [ARMS]은 1차 측 피크 전류 Ipeak와 같이,

로 계산한다. C101에는 ±5V의 전원 측으로부터도 리플 전류가 흐르기 때문에 Ipeak를 2배로 하여 계산한다. 그러면,

가 구해진다. 마찬가지로 PS 시리즈에서 330㎌/16V를 선택했다. ESR은 14mΩ, 허용 리플 전류는 5,050㎃RMS이다.

13. NJM2369M 주변
(1) 스위칭 주파수 설정
스위칭 주파수는 그림 14를 참고로 교차시켜 실험하면서 R103=33㏀, C105=1,000㎊으로 하고 1000㎑로 설정했다. 콘덴서는 필름 타입을 사용했다. 세라믹을 사용할 때에는 B 특성을 사용한다.

▲ 그림 14. NJM2369M의 타이밍 저항 RT 및 타이밍 콘덴서 CT와 스위칭 주파수의 관계

(2) 최대 온 듀티
R101, R102, C106은 소프트 스타트로 최대 온 듀티를 결정하는 부품이다.
NJM2369M의 최대 온 듀티는 최대 85%에서 최소 55%까지 분산한다. 그래서 그림 6에서는 R101과 R102에서 CS 단자의 전압을 0.58V로 하여 온 듀티 60% 정도로 하고 있다.

(3) 소프트 스타트 회로의 콘덴서
소프트 스타트의 곤텐서 C106은 22㎌의 전해 콘덴서이다. 소프트 스타트의 시상수 TS[s]는,
TS=R101//R102 X C106=330㏀//100㏀ X 22㎌≒1.68s ……(15)
이다. 기동 시 과전류 보호회로가 작동되지 않도록 일부러 길게 하고 있다.

(4) 출력전압의 설정용 저항
제어는 2차 측의 ±15V 측에서 건다. 출력전압 설정은 NJM2369M의 내부 레퍼런스가 0.52V라는 점에서,

여기서, Vref=0.52V
로 산출한다. 여기서는 R108=300㏀, R109=62㏀, R110=13㏀으로서 15V를 세트했다.

(5) 위상보정 CR 부품
R104와 C107은 피드백 제어의 위상보정이다. 여기서는 R104를 100㏀으로 하여 고역의 게인을 억제하는 것 같다. C107은 저역의 게인을 결정하는 소자이다. 다음과 같은 주파수 이하에서는 C107이 게인을 지배한다.

C107에 의한 게인은 최대 90㏈(에러 앰프의 오픈 루프 게인)까지 인출, DC-DC 컨버터의 직류 특성을 향상시킨다.

14. 각 부의 파형
이전에 제작한 회로를 움직여 노이즈 특성을 살펴본다. 트랜스의 설계가 약간 다른 것과, 입출력 콘덴서에 일본 케미콘의 전해 콘덴서 LXY 시리즈를 사용하고 있는 것 외에는 그림 8의 회로와 똑같다. 출력전압은 ±15V이다.

그림 15에 타나난 것은 파워 MOSFET의 게이트 전압이다. 깨끗한 방형파로 구동하고 있다는 것을 알 수 있다.

▲ 그림 15. 파워 MOSFET의 게이트-소스간 전압 파형(5V/div., 25㎲/div.)

그림 16은 그 파워 MOSFET의 드레인 파형이다. 0V 부분은 파워 MOSFET이 ON되어 있는 부분이다. ON에서 OFF로 되면 사다리 형태의 파형이 나타나고 그 후에는 큰 정현파상의 기복이 계속되어 다시 파워 MOSFET이 ON 되고 0V로 된다.

▲ 그림 16. 파워 MOSFET의 드레인-소스간 전압 파형(20V/div., 1㎲/div.)

사다리 형태의 부분은 트랜스에 축적된 에너지가 2차 코일을 사용하여 토출되고 있는 부분이다.
그리고 정현파상의 기복은 모든 전력을 2차 회로로 토출하는 것을 종료하고, 프리 상태로 트랜스의 인덕턴스와 C108과의 사이에서 공진하고 있는 것이다. 이 공진 파형의 바닥 부분에서 순조롭게 다음 ON 상태로 된다면 약간이지만 효율을 개선할 수 있다. 또 그것을 실현한 DC-DC 컨버터도 있다.

리플 필터에서 노이즈 제거

1. 리플 필터가 없으면 아날로그 회로용으로 사용할 수 없다
(1) 리플 필터가 없을 때의 노이즈 특성
그림 17(a)는 리플 필터를 주가하기 전 C102단에서의 출력 리플을 오실로스코프의 AC 모드에서 본 파형이다. 리플 노이즈 외에 스파이크 노이즈도 확인할 수 있다. 또 그것을 스펙트럼 애널라이저에서 본 결과가 그림 18(a)이다. 기본파인 100㎑를 시작으로 스펙트럼이 늘어서 있다. 대체로 300MHz 근처까지 확산되었다. 이 경우, 델리케이트한 아날로그 회로에는 사용할 수 없다.

▲ 그림 17. 그림 8에 나타난 회로의 출력전압 파형 (20mV/div., 5㎲/div.)

▲ 그림 18. 그림 8에 나타난 회로의 출력전압에 포함되는 스펙트럼

(2) 리플 필터 추가 후의 노이즈 특성
그림 8에 나타난 회로에는 ±15V, ±5V의 양 전원에 모두 2단 LC 필터를 부가하고 있다. 그 필터를 통한 파형이 그림 17(b)이다. 노이즈가 완전히 없어졌다.
확실히 하기 위해 스펙트럼 애널라이저에서 관측한 것이 그림 18(b)이다. 300MHz까지의 데이터도 잡았지만 100㎑의 기본파를 약간 남기는 것뿐이고 그 후에는 없어지고 있다. 이 경우, 아날로그 회로에도 사용할 수 있다.

(3) 노이즈 미터에서도 측정
노이즈 미터에서도 노이즈를 측정했다. 결과는 10㎐~100㎑에서 300㎶RMS였다. 이 값은 3단자 레귤레이터 7815의 노이즈 레벨(100㎶RMS @10㎐~100㎑)의 3배 정도이다. 이것으로도 직류 부근의 데이터를 다룬다면 분해능 12~16비트 클래스의 A-D 컨버터를 탑재하는 보드에 사용할 수 있다.

2. 사용한 부품
코일은 태양유전의 LHL10 시리즈(사진 2), 콘덴서는 일반 사양의 일본 케미콘 SMG 시리즈이다. 전류가 작으므로 같은 태양유전의 LAL04 시리즈에서도 될 것이다.

▲ 사진 2. 리플 필터에 사용한 코일 LHL10 시리즈 (태양유전)

필터는 특히 버터워스나 체브세프 등 어떠한 이론식에 따르고 있는 것은 아니다. 물론 기준에 따르는 편이 좋겠지만 코일이나 콘덴서를 관리하는 값이 증가할 뿐이다.
LC 필터 실험을 실행하고 있으면 효과를 기대한 나머지 코일의 인덕턴스를 크게 하고 싶어진다. 그렇지만 값을 100μH에서 220μH로 증가시키는 것보다 100μH를 2개로 하여 필터의 단수를 증가시키는 쪽이 훨씬 효과적이다.
DC-DC 컨버터는 동상 노이즈도 나온다. 코먼 모드 코일로서 NEC 토킨사의 ST-104A4(사진 3)를 사용하면 저감효과가 있다. 이 코일은 전화기용이며 특히 100k~1㎒ 부근의 성분을 억압하는 능력이 탁월하므로 DC-DC 컨버터에 최적이라는 것을 알 수 있다.

▲ 사진 3. 동상 노이즈를 제거하고 싶을 때 추가하는 코먼 모드코일 ST-104A4 (NEC 토킨)

3. 고S/N으로 하려면
LC 필터만으로도 실제 사용하는 데는 충분하지만 3단자 레귤레이터와 조합시키면 노이즈 레벨을 더 내릴 수 있다.
3단자 레귤레이터는 입출력간 전압으로 2V 이상의 전압을 필요로 한다. 그래서 그림 19와 같이 12V 타입 3단자 레귤레이터를 접속하여 ±12V의 전원으로 변경한다. 아날로그 회로는 보통 ±15V에서 사용하지만 15V 한계에 이르는 출력이 없다면 단순히 ±12V로 내려도 된다. 실제 측정결과, 60㎶RMS(10㎐~100㎑)와 3단자 레귤레이터 자체가 같은 노이즈 레벨로 되었다. 또 3단자 레귤레이터가 아니라 전용 설계된 초저잡음 디스크리트 리니어 전원과 조합하면 10㎶를 클리어 할 수도 있다.

이 실험에는 DC-DC 컨버터용 전원으로서 일반 실험실용 전원이 아니라 잔류 노이즈가 10㎶(10~100㎑) 이하인 초저잡음 전원을 사용하고 있다. 사진 4에 나타난 것은 그림 8의 회로가 실장된 기판의 외관이다.

▲ 그림 19. 3단자 레귤레이터와 조합시키먼 초 저노이즈 전원으로 된다 (30㎶RMS @10Hz~100kHz)

▲ 사진 4. 그림 8의 저노이즈 DC-DC 컨버터가 실장된 기판

浜田 智

本 記事는 日本 CQ出版社가 發行하는 「トラソジスタ技術」誌(2005年 3月號)와의 著作權 協定에 依據하여 提共받은 資料입니다.